11. Передатчики систем радиорелейной и космической связи

Радиорелейная и космическая связь (РРЛ и КС) являются составной частью единой системы магистральной связи страны наряду с проводными и кабельными системами. Характерной особенностью РРЛ и КС является уплотнение одного радиоканала большим числом независимых информационных сигналов, передаваемых с помощью одного передатчика. При этом могут использоваться аналоговые и цифровые методы передачи информации.

В случае аналоговых методов, сформированный многоканальный (групповой) сигнал (ГС) с частотным разделением каналов модулирует несущую передатчика по частоте. В цифровых малоканальных передатчиках используют М- позиционную ОФМ, или КАМ. При большем числе каналов (до 120) используется временное уплотнение информационных каналов и различные виды импульсной модуляции: амплитудно-импульсная (АИМ), импульсно-кодовая (ИКМ), фазо-импульсная (ФИМ), и т.п. Используется и цифро-аналоговые системы, в которых каждый телефонный канал подвергается вторичному уплотнению цифровыми каналами.

Для систем радиорелейной связи Государственной комиссией по радиочастотам (ГКРЧ) отведены диапазоны частот представленные в Таблице 11.1.

Таблица 11.1. Диапазоны частот для систем радиорелейной связи

№	Наименование диапазона частот	Полоса частот (МГц)
1	2	3
1	0,06 ГГц	60 - 70
2	0,16 ГГц	150,0625 - 150,4875 165,0626 - 165,4875
3	0,4 ГГц	394 - 410; 434 - 450
4	2 ГГц	1427 - 1530; 2300 - 2700
5	4 ГГц	3400 - 4200
6	5 ГГц	4400 - 5000
7	6 ГГц	5670 - 6425; 6700 - 7100
8	7 ГГц	6425 - 7110; 7250 - 7550
9	8 ГГц	7900 - 8400
10	10 ГГц	10380 - 10680
11	11 ГГц	10700 - 11700
12	12 ГГц	12750 - 13250
13	15 ГГц	14500 - 15350
14	18 ГГц	17700 - 19700
15	23 ГГц	21200 - 23600
16	25 ГГц	24250 - 25250
17	26 ГГц	24250 - 27500
18	28 ГГц	27500 - 29500
19	31 ГГц	31000 - 31300
20	37 ГГц	36000 - 37000
21	38 ГГц	37000 - 39500
22	40 ГГц	39500 - 40500
23	52 ГГц	51400 - 52600
24	57 ГГц	54250 - 59000

Согласно [19], эффективная мощность сигнала одного ствола передатчика РРЛ прямой видимости не должна превышать 44 дБм (25 Вт). Относительная нестабильность частоты несущей ± 1,5∙10^-5.

При частотной модуляции ГС с числом каналов 12 ÷ 2700 полоса излучаемых частот должна соответствовать таблице 11.2 с допуском +20%.

Таблица 11.2. Диапазоны частот групповых сигналов

Число телефонных каналов в ГС	Полоса ГС (кГц)	Эффективная девиация на канал (кГц)	Полоса излучаемого сигнала (кГц)
12	12 - 60	35 - 100	150-425
24	12 - 252	35 - 100	205-570
60	60 - 300	50 - 200	475-1350
120	12 - 522	50 - 200	685-1750
300	60 - 1300	200	2540
600	60 - 2540	200	4000
720	312 - 3340	200	11000
960	60 - 4028	200	12600
1020	312 - 4636	140 - 200	12120-14000
1260	60 - 5636	140 - 200	13750-16260
1320	312 - 5932	140	14300
1800	312 - 8204	140	18500
1920	312 - 8524	140	19150
2700	312 - 12388	140	25900

Для спутниковой радиосвязи международным Регламентом радиосвязи выделены определенные диапазоны частот, которые в технической литературе обозначаются буквенными символами (литерами), заимствованными из радиолокации (заметим, что распределение диапазонов частот по литерам в разных источниках выдерживается не всегда строго).

В таблице 11.3 [ 23 ] приведены полосы частот в литерных диапазонах, отведённых для спутниковой связи и вещания.

Таблица 11.3. Условные обозначение диапазонов частот

Наименование диапазона	Полосы частот
L –диапазон	1452-1550 МГц и 1610-1710 МГц
S –диапазон	1930 - 2700 МГц
C –диапазон	3400 -5250 МГц и 5725 - 7075 МГц
X –диапазон	7250 - 8400 МГц
Ku –диапазон	10,70 - 12,75 ГГц и 12,75 - 14,80 ГГц
Ka –диапазон	15,40 - 26,50 ГГц и 27,00 - 30,20 ГГц
K –диапазон	84,0 - 86,0 ГГц

Большинство действующих геостационарных спутниковых систем работают в диапазонах С (4/6ГГц) и Κu (11/14ГГц). Диапазон Ка (20/30ГГц) также осваивается достаточно быстро. Дело в том, что эффективность антенн пропорциональна числу длин волн, укладывающихся в ее поперечнике. И, поскольку, с ростом частоты длина волны уменьшается, размеры антенн при одинаковой эффективности уменьшаются с увеличением частоты. Если для приема в диапазоне С требуется антенна 2,4 - 4,5 м, то для диапазона Ku ее размер уменьшится до 0,6 - 1,5 м, для диапазона Ка он может быть уже 30 - 90 см, а для К- диапазона - всего 10 - 15 см. При одинаковых размерах антенн, в более высокочастотных диапазонах возрастает коэффициент усиления и соответственно может быть уменьшена мощность передатчика при одинаковом качестве приёма. Диапазон К относится к перспективным и повидимому будет осваиваться в ближайшем будущем.

11.1. Структурные схемы радиостанций РРЛ и КС

Согласно таблице 11.2 в аналоговых станциях РРЛ необходимо обеспечить глубокую частотную модуляцию с девиацией до 200 кГц на канал. Поэтому в передатчиках РРЛ используются исключительно прямые методы ЧМ. Чтобы обеспечить при этом высокую стабильность несущей частоты, используют методы автоподстройки ГПД по частоте опорного кварцевого генератора (см. п.п. 5.7.3), или метод интерполяции. Последний заключается в смешении частот двух генераторов с последующим выделением одной из полученных комбинационных частот в качестве несущего колебания. Метод интерполяции иллюстрируется рисунком 11.1

Рисунок 11.1. Структурная схема интерполяционного метода формирования сигнала в оконечной станции РРЛ

В генераторе плавного диапазона (ГПД) на промежуточной частоте f_ПЧ осуществляется частотная модуляция групповым сигналом (ГС). Частота f₁ получается путём многократного умножения частоты опорного кварцевого генератора f₀, так, чтобы выполнялось условие

f₁ >> f_ПЧ. (11.1)

В этом случае относительная нестабильность выходной частоты, с учётом (12.1), определится следующим выражением:

(11.2)

Таким образом, при условии (11.1), нестабильность выходной частоты передатчика определяется нестабильностью опорного генератора и практически не зависит от нестабильности ГПД. В зависимости от рабочего диапазона РРЛ, промежуточная частота f_ПЧ может принимать значения 35, 70 или 140 МГц.

Отметим некоторые особенности построения гетеродина передатчика (опорный генератор + умножители частоты). При работе РРЛ в сантиметровом диапазоне волн, кратность умножения может составить десятки или даже сотни раз. Как правило, в схемах гетеродинов используются транзисторные умножители с кратностью 2 ÷ 3 на одну ступень. Поскольку в режиме умножения частоты ГВВ требует значительной мощности возбуждения, умножительные ступени чередуются с усилительными каскадами, а в выходных ступенях приходится использовать варакторные умножители (см. рисунок 11.3).

Рисунок 11.3. Структурная схема гетеродина

Кратности умножения в одной ступени более 3 обычно не используются, из-за появления паразитной амплитудной модуляции. Эту особенность поясняет рисунок 11.4. Амплитудная модуляция (АМ) возникает вследствие того, что за период возбуждения транзисторного умножителя амплитуда коллекторного напряжения успевает затухать, и такое затухание тем значительнее, чем выше кратность умножения.

Рисунок 11.4. Диаграммы тока и напряжения в коллекторной цепи умножителя при высокой кратности умножения

При малой кратности умножения в одной ступени, глубина паразитной АМ невелика, а спектральные составляющие, ею вызванные, расположены достаточно далеко от основного колебания, и могут быть существенно ослаблены с помощью полосового фильтра.

В тракте гетеродина может включаться фазовый модулятор (ФМ), с помощью которого, при малом индексе модуляции, между станциями РРЛ обеспечивается служебная связь (u_c).

В выходных ступенях гетеродина и передатчика, когда длина соединительных проводников становится сравнимой с длиной волны, для защиты активных элементов умножителей и усилителей от перегрузки, приходится включать ферритовые вентили для поглощения отраженных волн, или циркуляторы, которые направляют отраженные волны в балластную нагрузку.

Конструкция одного из вариантов ферритового циркулятора в полосковом исполнении представлена на рисунке 11.5. Слева на этом же рисунке показана топология металлизации, которая наносится методом напыления на изолирующую подложку и ферритовый диск. Ферритовый диск помещается между постоянными магнитами, от расположения полюсов которых зависит направление передачи энергии (по часовой стрелке, или против).

Если в области вывода 3 на подложку напылить угольный резистор, циркулятор превращается в ферритовый вентиль.

Рисунок 11.5. Ферритовый циркулятор

К частотным модуляторам передатчиков РРЛ и КС также предъявляются повышенные требования, что обусловлено необходимостью получения линейной модуляции промежуточной частоты (f_ПЧ) широкополосным групповым сигналом при очень большом значении девиации частоты (см. табл. 11.2). Решить такую задачу на промежуточной частоте методами, рассмотренными ранее (п.п. 9.3.1), практически невозможно, поэтому применяют более сложные схемы с использованием двух автогенераторов работающих на частотах в несколько раз выше промежуточной. Структурная схема такого модулятора представлена на рисунке 11.6.

Рисунок 11.6. Частотный модулятор

Частоты f₁, f₂ выбираются следующим образом:

f₁ >> f_ПЧ, f₂ >> f_ПЧ, f₂ - f₁= f_ПЧ

Модуляция генераторов (ГПД) осуществляется групповым сигналом в противофазе, так, что при увеличении частоты одного генератора частота второго пропорционально уменьшается. В каждом генераторе отношение девиации частоты к несущей частоте (f₂ или f₁) сравнительно не велико, поэтому линейность модуляции обеспечивается достаточно просто. После смесителя и фильтра, выделяющего разностную частоту, на выходе частотного модулятора получается промежуточная частота с удвоенным значением девиации.

Смесители, используемые на частотах, отведенных для радиорелейной связи, обычно выполняются с использованием нелинейных ёмкостей, в качестве которых используются р-n переходы специальных диодов - варакторов. Требования к параметрам смесительных диодов полностью аналогичны требованиям, которые предъявляются к умножительным диодам (см. п.п. 3.15.2).

На практике в схеме на рисунке 11.1 могут быть использованы смесители двух основных типов: проходного и отражающего. При этом под коэффициентом передачи смесителя по мощности понимается отношение выходной мощности к мощности гетеродина. Упрощенная структурная схема одного из вариантов проходного смесителя представлена на рисунке 11.7. Здесь же представлена конструкция смесительной камеры на варакторных диодах.

Рисунок 11.7. Смеситель проходного типа

Сигнал от гетеродина поступает на вход циркулятора 1 и далее через подстраиваемую волноводную секцию W1 и циркулятор 2 в смесительную камеру, в которой размещаются два встречно включенных варактора. Сюда же через ФНЧ подаётся сигнал промежуточной частоты, промодулированный ГС. Коаксиальные резонаторы W2, W3 и объёмный резонатор W4 настраиваются так, что после смешения разностная частота подавляется, а суммарная (f_ГЕТ +f_ПЧ) через циркулятор и полосовой фильтр поступает на выход смесителя. Остатки подавляемой разностной частоты и другие побочные частоты отражаются от полосового фильтра и через циркулятор 2, секцию и циркулятор 1 поступают в балластную нагрузку R_Б, где и поглощаются. Волноводная секция W1, настраиваемая с помощью подстроечных штифтов, обеспечивает согласование гетеродина со смесителем.

К достоинствам проходного смесителя следует отнести относительно высокий к.п.д. (энергия гетеродина не затрачивается на генерацию разностной частоты). Основной недостаток - сложность настройки колебательной системы, состоящей из резонаторов W2, W3, W4 и секции W1.

Схема смесителя отражающего типа представлена на рисунке 11.8. Здесь сигнал гетеродина через циркулятор 1 поступает в смесительную камеру, где смешивается с промежуточной частотой. Колебания суммарной и разностной частоты через циркуляторы 1 и 2 проходят к полосовому фильтру, настроенному на пропускание суммарной частоты. Все остальные частоты от полосового фильтра отражаются и через циркулятор 2 поступают в балластную нагрузку.

Рисунок 11.8. Смеситель отражающего типа

Поскольку функция подавления частот, отличающихся от рабочей, возложена на полосовой фильтр, такой смеситель проще в настройке, обеспечивает равномерную амплитудно-частотную характеристику, но имеет относительно низкий к.п.д (по сравнению с проходным смесителем).

Мощность на выходе смесителей рассмотренного типа обычно не превышает 5 ÷ 10 Вт.

11.2. Усилительный тракт передатчиков РРЛ и КС

Мощность передатчиков РРЛ и КС может составлять от долей ватта (в РРЛ прямой видимости) до 10 ÷ 15 кВт в наземных станциях тропосферных РРЛ и системах спутниковой связи. Если мощности на выходе смесителя достаточно для уверенной радиосвязи, необходимость в усилительном тракте отпадает, и передающая станция РРЛ существенно упрощается. В противном случае необходимо усиление сигнала. В современных РРЛ и КС при выходной мощности передатчика до 200÷300 Вт используются только транзисторы и мостовые схемы сложения мощностей.

Таблица 11.4. Характеристики транзисторов

В диапазонах до 8 ÷ 10 ГГц используются в основном биполярные транзисторы, на более высоких частотах предпочтение отдаётся полевым транзисторам с затвором Шотки. О возможностях современных транзисторов можно судить по материалам таблицы 12.4. В предварительных маломощных ступенях обычно используются однотактные схемы, подобные представленной на рисунке 4.26. Более мощные ГВВ строятся по балансной схеме сложения мощностей (см. п.п. 4.4.2), один из вариантов которой представлен на рисунке 11.9 . Здесь же показано размещение деталей и топология печатной платы такого генератора. Следует отметить, что для работы в такой схеме выпускаются специальные сборки из двух идентичных биполярных транзисторов, предназначенных для работы в схеме с общей базой. В качестве индуктивностей, ёмкостей и блокировочных дросселей в приведенной схеме используются отрезки полосковых линий. Короткозамкнутые отрезки линий длиной l < λ/4, входное сопротивление которых определяется выражением , эквивалентны индуктивности, а разомкнутые отрезки при тех же условиях имеют входное сопротивление , и эквивалентны ёмкости (W- волновое сопротивление линии).

При l = λ/4, входное сопротивление короткозамкнутой линии Z→ ∞. Такая линия может быть использована в качестве блокировочной индуктивности L_БЛ.

В качестве блокировочных ёмкостей С_БЛ. используются специальные конденсаторы для поверхностного монтажа.

Деление и сложение мощностей осуществляется на синфазных мостах (М1, М2), а необходимый сдвиг фазы на 90° получается с помощью дополнительных полосковых линий W1, W2 длиной l = λ/4.

При надлежащей защите от перегрева, от перегрузок по току и напряжению, транзисторы способны безотказно работать десятки тысяч часов.

При необходимости получения больших уровней сигнала, ГВВ строят с применением многорезонаторных клистронов (МРК) и ламп бегущей волны типа «О» (ЛБВ-О).

В рассмотренных ранее активных элементах (лампах, транзисторах) управление током коллектора осуществлялось управляющим электродом, который выполнял функции «клапана» регулирующего количество электронов достигающих коллектора в соответствии с усиливаемым сигналом.

При этом эффективное усиление возможно, если время перемещения электронов в межэлектродном пространстве АЭ значительно меньше периода возбуждения.

Рисунок 11.9. Балансный генератор на биполярных транзисторах

По мере увеличения частоты до области СВЧ выполнить это условие становится всё труднее, т.к. при конечной скорости перемещения электронов они могут не успеть преодолеть межэлектродное пространство за полупериод ускоряющего потенциала на управляющем электроде. При смене знака потенциала на управляющем электроде, электроны начнут перемещаться в обратную сторону и не достигнут коллектора. В результате, в промежутке исток - управляющий электрод образуется колеблющееся облако электронов, а АЭ утрачивает усилительные свойства.

Отличительная особенность клистронов и ЛБВ заключается в том, что при управлении электронным потоком изменяется не количество электронов, а их скорость. Рассмотрим работу этих приборов на примере трёхрезонаторного клистрона, схема которого представлена на рисунке 11.10.

Рисунок 11.10. Схема трёхрезонаторного клистрона

Подогревной катод клистрона выполняется в форме электронной пушки, которая совместно с фокусирующими катушками формирует узкий электронный луч равномерной плотности на интервале до зазора входного резонатора. Под действием высокого ускоряющего напряжения Е_К, приложенного к резонаторам и коллектору прибора, электроны, пролетая зазор входного резонатора, модулируются усиливаемым сигналом по скорости. При этом электроны проходящие зазор во время ускоряющего потенциала в зазоре резонатора увеличивают свою скорость, а электроны, попадающие в зазор во время тормозящего поля, замедляются, частично теряя свою энергию. Если же электроны проходят через зазор при нулевом значении сигнала их скорость остаётся неизменной.

На пролётном интервале между резонаторами дифференцированные по скорости электроны начинают группироваться вблизи электронов с неизменной скоростью, т.к. ускоренные электроны начинают догонять замедленные. В результате в электронном луче появляется переменная составляющая тока. По мере движения в пролётном пространстве плотность электронов в группе возрастает (увеличивается переменная составляющая тока луча). Пролетая через зазор второго (промежуточного) резонатора, «сгустки» электронов наводят в резонаторе переменное электрическое поле, которое по величине значительно превосходит поле наведённое сигналом во входном резонаторе. Под воздействием этого поля электроны в группе ещё сильнее дифференцируется по скорости, а на следующем пролётном участке дополнительно группируются. Пролётные участки между резонаторами должны быть достаточно большими так, чтобы за время перемещения электронов по пролётному участку прошло несколько периодов усиливаемого сигнала.

Выходной резонатор размещается в точке, где амплитуда переменного поля создаваемого группами электронов достигает величины Е_К, или даже превосходит её. Настройка выходного резонатора выполняется таким образом, что фаза наведенного в нём электрического поля обеспечивает торможение электронов в группах и ускорение электронов в разреженных участках луча. Поскольку в разреженных участках электронов очень мало, выходной резонатор в процессе торможения отбирает в нагрузку почти всю энергию переменного тока, накопленную на пролётных участках. В процессе отбора энергии в выходном резонаторе происходит разгруппировка электронов, и они заканчивают путь на коллекторе.

Коэффициент усиления по мощности клистронных генераторов можно значительно увеличить, используя дополнительные промежуточные резонаторы. В существующих конструкциях МРК применяется до 4÷6 резонаторов. В таблице 11.5 представлены параметры нескольких пролётных МРК отечественного [7] и зарубежного производства.

Таблица 11.5. Характеристики клистронов

Представление о конструкции клистронов даёт рисунок 11.11, где приведён разрез трёхрезонаторного пролётного клистрона и рисунок 11.12, на котором представлен внешний вид МРК.

Рисунок 11.11. Трёхрезонаторный клистрон

Клистрон может работать в двух основных режимах. Это «синхронный» режим, когда все резонаторы настроены строго на частоту возбуждения, и режим работы с расстроенными промежуточными резонаторами.

В синхронном режиме реализуется максимальный коэффициент усиления, однако полоса пропускания, из-за высокой добротности резонаторов, в этом случае не превышает долей процента по отношению к рабочей частоте.

В режиме с расстроенными промежуточными резонаторами удаётся существенно расширить полосу пропускания и одновременно увеличить выходную мощность и к.п.д. клистронного генератора ценой снижения усиления по мощности. Влияние расстройки промежуточного контура (Δf) в трёхрезонаторном клистроне иллюстрируется зависимостями выходной мощности (Р_вых) и коэффициента усиления (К_р), представленными на рисунке 11.13.

Рисунок 11.12. Мощный многорезонаторный клистрон

Рисунок 11.13. Зависимость характеристик клистронного генератора от расстройки промежуточного резонатора

Расширение полосы пропускания возможно также в нелинейном режиме работы клистрона при усилении колебаний с постоянной амплитудой.

Для этого на средней частоте усиливаемого сигнала мощность возбуждения выбирается равной Р_вх(2) (см. рис.11.14). На частоте отличной от средней частоты сигнала, в промежуточном резонаторе интенсивность модуляции электронов по скорости ослабляется, что эквивалентно уменьшению входной мощности до значения Р_вх(1). В результате коэффициент усиления при изменении частоты сигнала может даже возрасти, что и приводит к расширению полосы пропускания клистронного генератора. Форма амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) при различных мощностях возбуждения представлена на рисунке 11.14а.

Рисунок 11.14. Характеристики клистронного генератора при различных значениях мощности возбуждения и коллекторного напряжения

Следует отметить существенную зависимость режима клистрона от величины коллекторного напряжения Ек. Даже незначительное изменение Ек приводит к смещению точки максимальной группировки электронов в пролётном пространстве, и к изменению мощности и фазы выходного сигнала. Эта особенность клистрона отражена на рисунке 11.14б, из которого следует, что при низкой стабильности источника напряжения Ек, или при наличии в коллекторном напряжении пульсаций, обусловленных низким качеством сглаживающего фильтра выпрямителя, возникает паразитная амплитудная и фазовая модуляция сигнала.

Лампу бегущей волны (очень упрощенно) можно представить клистроном с очень большим количеством связанных между собой резонаторов, образующих замедляющую структуру с распределёнными параметрами. Такая структура при хорошем согласовании по входу и выходу образует широкополосную систему, обеспечивающую перекрытие по частоте fмакс/fмин = 1,5 ÷ 2. Несколько вариантов замедляющих структур представлены на рисунке 11.15.

Рисунок 11.15. Замедляющие структуры ЛБВ

Схема конструкции ЛБВ со спиральной замедляющей структурой и фотография реальной ЛБВ отечественного производства (УВ-229 без фокусирующей системы) приведена на рисунке 11.16.

Рисунок 11.16. ЛБВ типа «О»

Характеристики ЛБВ приведены на рисунке 11.17.На них можно выделить три режима: линейный (Л), номинальный (N) и максимальный (или режим насыщения - М). Линейный режим используется для усиления сигналов с переменной амплитудой. Этот режим отличается большим коэффициентом усиления (К_р) и малыми фазовыми сдвигами (φ). При работе с частотной модуляцией используют номинальный режим. Область насыщения (максимальный режим) обычно не используют, т.к. фазовый сдвиг выходного сигнала относительно входного, в этой области, достигает значительной величины, что при наличии во входном сигнале паразитной амплитудной модуляции приводит к преобразованию её в паразитную фазовую модуляцию и соответственно к появлению помехи.

Рисунок 11.17. Характеристики ЛБВ-О

Как и в случае клистрона, важно обеспечить высокую стабильность напряжения на коллекторе и замедляющей структуре (Е_з). Нестабильность и остаточный фон источников питания приводит к паразитной амплитудной и фазовой модуляции (см. рисунок 11.17).

Поскольку при работе в широкой полосе частот обеспечить высокую степень согласования лампы с нагрузкой достаточно сложно отраженная волна, распространяясь в обратном направлении, может привести к самовозбуждению усилителя. Поэтому в средней части замедляющей структуры наносят поглощающий материал, выполняющий функции резистора, в котором рассеивается часть отражённой волны. Разумеется, здесь теряется и определённая доля энергии прямой волны, что приводит к некоторому снижению коэффициента усиления. Область поглощающего покрытия хорошо видна на фотографии ЛБВ (рисунок 11.17).

Представление о параметрах некоторых современных ЛБВ-О даёт таблица 11.6.

Таблица 11.6. Параметры ламп бегущей волны

Из таблицы следует, что современные лампы бегущей волны по надёжности способны успешно конкурировать с твёрдотельными приборами, особенно в бортовых системах спутниковых РРЛ.

В наземных тропосферных и спутниковых РРЛ мощность МРК и ЛБВ-О может достигать 10-20 кВт в непрерывном режиме.

11.3. Передатчики цифровых радиорелейных станций

Преимущество использования цифровых радиорелейных станций (ЦРРС) для решения разнообразных телекоммуникационных задач [25] обусловлено, прежде всего, их технико-экономическими показателями, такими, как:

• возможность передачи различной информации, приведенной к единому цифровому формату (речь, видео, данные, сигналы охранной сигнализации, телеуправления и т.д.);
• высокая помехоустойчивость при минимальной мощности излучаемого сигнала за счёт использования эффективных методов кодирования и модуляции;
• возможность построения сетей разной конфигурации ("звезда", "кольцо", с радиальной, узловой структурой и т.д.);
• приемлемая стоимость (от 6 до 10 тыс. долларов за один пролет протяженностью до 30 - 50 км с пропускной способностью, эквивалентной сотням телефонных каналов);
• быстрота развертывания линий (при наличии разрешенной частоты - несколько дней);
• относительно небольшие затраты на эксплуатацию и обслуживание.

Благодаря этим достоинствам, цифровые системы радиорелейной связи повсеместно приходят на смену аналоговым, по мере естественной выработки ресурса их аппаратуры.

Групповой сигнал в цифровом виде формируется путём временного разделения каналов, при котором каждому каналу отводится определённый временной отрезок на интервале дискретизации (своеобразного кадра). Для телефонной связи рекомендуемое время дискретизации составляет 125 мкс (Fд = 8 кГц). На этом интервале в типовой аппаратуре ИКМ-30 выделяется 32 временных отрезка, в 30 из которых передается голосовая информация в оцифрованном виде при 8-ми разрядном квантовании. В результате создаётся абонентский цифровой канал со скоростью передачи 64 Кбит/с. С учётом двух вспомогательных каналов образуется цифровой поток со скоростью передачи 2,048 Мбит/с, получивший в специальной литературе наименование поток Е1. В США используется аналогичная аппаратура, рассчитанная на 24 телефонных канала со скоростью передачи 1,544 Мбит/с. Соответствующий цифровой поток получил название Т1.

Несколько цифровых потоков Е1/Т1 могут быть объединены в общий цифровой поток с помощью специальных устройств - мультиплексоров. Количество объединяемых потоков определяется формулой 2n; соответственно новые потоки обозначаются Еn/Тn.

Радиорелейные станции (РРС), рассчитанные на непосредственную передачу потоков Еn/Tn, получили название станций плезиохронной (квази синхронной) иерархии PDH (Plesiochronic Digital Hierarchy). Как правило, это низкоскоростные РРЛ со скоростью передачи до 8 - 10 Мбит/с. Высокоскоростные РРЛ используют станции синхронной цифровой иерархии SDH (Synchronous Digital Hierarchy), которые строится на основе высокоскоростных потоков - синхронных транспортных модулей STM (Synchronous Transport Module).

Основная скорость передачи STM-1 - 155,250 Мбит/с. Более высокие скорости определяются как кратные STM-1: STM-4 - 622 Мбит/с, STM-16 - 2488,32 Мбит/с, STM-64 - 9953,28 Мбит/с. При этом, для подключения пользователей могут быть предложены интерфейсы E1-E3.

В первых цифровых РРС модуляция несущей частоты информационными потоками осуществлялась методами амплитудной, частотной и фазовой манипуляции. В современной высокоскоростной аппаратуре используется квадратурная амплитудная манипуляция КАМ-4, КАМ-64, КАМ-128. Поэтому требования к линейности усилительного тракта передатчиков РРС существенно возросли. Кроме того, для повышения достоверности передачи информации пришлось применить помехоустойчивое кодирование цифровых потоков.

Передатчики простейших низкоскоростных РРС выгодно строить с модуляцией непосредственно на несущей частоте f (см. рис.11.18а). Поскольку в области СВЧ довольно сложно обеспечить согласование основных элементов тракта передатчика, в цепях межкаскадной связи обязательно включаются ферритовые циркуляторы или ферритовые вентили.

При передаче высокоскоростных потоков информации манипуляция, как правило, осуществляется на стандартной промежуточной частоте f_пч (70 или 140 МГц) с последующим переносом на рабочую частоту (см. рисунок 11.18б).

Рисунок 11.18. Структурные схемы передатчиков РРС

В качестве усилителей мощности колебаний с постоянной амплитудой в диапазоне сантиметровых волн используются автогенераторы на лавинно-пролётных диодах (ЛПД) и диодах Ганна, которые могут работать в режиме синхронизации с сигналом, поступающим от модулятора (М), или смесителя (СМ). Несколько вариантов построения таких генераторов представлено на рисунке 11.19.

Рисунок 11.19. Автогенераторы СВЧ

Упрощенная схема генератора представлена на рис.11.19а. На рисунках 11.19б и в - конструкция генератора с объёмным резонатором; на рисунке 11.19г - с коаксиальным резонатором; на рис.11.19д - с полосковым резонатором.

В случае сигнала с переменной амплитудой генераторные диоды используются в схемах регенеративных усилителей. Схема одного из возможных усилителей представлена на рисунке 11.20.

Рисунок 11.20. Регенеративный усилитель на генераторном диоде

Усилитель построен по схеме отражательного типа, в котором входная и выходная цепи разделены ферритовым циркулятором, обеспечивающим устойчивость усилителя. При этом подразумевается, что баланс амплитуд в таком генераторе не должен выполняться, т.е. сопротивление диода на падающем участке характеристики должно быть больше сопротивления внешних цепей, включенных параллельно диоду (см. п.п. 5.5).